Etapa de fono

La versión actual de la página aún no ha sido revisada por colaboradores experimentados y puede diferir significativamente de la versión revisada el 16 de octubre de 2020; las comprobaciones requieren 3 ediciones .

Preamplificador-corrector , o amplificador-corrector (Reino Unido) [1] , o ecualizador de fono : un amplificador electrónico  especializado de la ruta de reproducción de un disco de gramófono , que restaura el espectro original de la señal de sonido grabada en la placa y amplifica el voltaje de salida de el cabezal de captación a un nivel de salida de línea típico  : desde 0,775 V ( 0 dBu ) en equipos analógicos domésticos hasta 2 V ( 8 dBu ) en equipos digitales y de transmisión [2] ). Históricamente, la industria discográfica ha utilizado muchos esquemas de preénfasis de espectro diferentes en la grabación, y se han utilizado diferentes tipos de cartuchos en la reproducción . En la práctica, la gran mayoría de los correctores están diseñados para reproducir discos de larga duración grabados con predistorsión según el estándar RIAA , con cabezas magnéticas .

El voltaje en las salidas de los cabezales de imanes móviles relativamente sensibles ( ing.  imán móvil , MM) se mide en unidades de milivoltios , y el voltaje de los cabezales de bobina móvil menos sensibles ( ing.  bobina móvil , MS) es de cientos y, a veces, decenas de microvoltios . A diferencia de la tecnología de audio digital, el voltaje de la señal útil en la salida del cabezal de captación puede exceder el nivel nominal varias veces, y el voltaje de la interferencia de alta frecuencia ("clic"), en un orden de magnitud . Estas propiedades de la señal y las altas exigencias en la calidad de la reproducción han hecho que el diseño de ecualizadores perfectos, junto con el diseño de amplificadores de micrófono , sea la tarea más difícil de los circuitos amplificadores de frecuencia de audio [3] . Al mismo tiempo, los correctores, a diferencia de los amplificadores de micrófono, no solo amplifican las señales eléctricas débiles, sino que también transforman su composición espectral (se realiza la corrección de frecuencia) [4] . Dentro del rango de audio, la diferencia entre las ganancias máxima y mínima alcanza los 38,9 dB (1:88 en voltaje), mientras que la desviación de la característica amplitud-frecuencia del estándar, según los diseñadores del siglo XXI, no debe exceder de ± 0,1 dB (± 1,16 % de tensión) .

Reseña histórica

En 1948, Columbia Records lanzó los primeros discos de larga duración , entonces todavía monofónicos , grabados utilizando un esquema de preénfasis de frecuencia patentado . En los años siguientes, los competidores estadounidenses lanzaron al mercado al menos nueve opciones alternativas de ecualización; La guerra de formatos terminó con la adopción en 1953-1954 de un estándar de la industria que se conoció como la curva RIAA . Desde 1956, casi todas las nuevas grabaciones publicadas en los países occidentales se han producido de acuerdo con este estándar.

En las primeras décadas de la posguerra, para reproducir discos de larga duración se utilizaban cabezales piezoeléctricos baratos y, por lo tanto, más comunes [ 5 ] o cabezales magnéticos relativamente caros . Los cabezales piezoeléctricos tenían una sensibilidad cien veces mayor que los cabezales magnéticos y, por lo tanto, no requerían preamplificadores complejos de bajo ruido [5] . Sin embargo, la pastilla piezoeléctrica tenía que tener una suspensión rígida y se requería una fuerza aerodinámica significativa para mantenerla de forma segura en la ranura de sonido [6] . Cuando se usaban agujas de alta calidad con un radio de punta pequeño, dicha captación destruía rápidamente el registro, y las agujas relativamente escasas con un radio de punta grande no podían rastrear los desplazamientos de ranura de alta frecuencia [6] . Otro inconveniente fatal de los cabezales piezoeléctricos era la respuesta desigual de amplitud y frecuencia (AFC) [7] . Por estas razones, los equipos de alta calidad siempre han estado dominados por cabezales magnéticos [8] ; a principios de la década de 1980, el uso de cabezales piezoeléctricos prácticamente había cesado [7] .

Los "compañeros" indispensables de los cabezales magnéticos de todo tipo eran los preamplificadores-correctores, que aumentaban el voltaje a la salida del cabezal y restauraban el espectro original de la señal grabada. El desarrollador del estándar RIAA, RCA , recomendó el uso de correctores de tubo de dos etapas con filtrado pasivo [9] . Dos triodos de alta ganancia proporcionaron suficiente sensibilidad (ganancia de 45 dB a una frecuencia de 1 kHz), pero solo cuando el corrector estaba conectado a una carga de alta resistencia (al menos 220 kOhm) [9] . El más utilizado en tecnología de lámparas en la década de 1960 fue el circuito de filtro inversor activo en un solo pentodo EF86 cubierto por un paralelo dependiente de la frecuencia [comm. 1] retroalimentación [10] .

El circuito de transistores en la década de 1960 y en parte en la década de 1970 estuvo dominado por el circuito de filtro activo de dos etapas basado en transistores bipolares que operan en el modo MA , propuesto por Dinsdale en 1965 [11] [12] [13] . Todos los correctores de esta generación sonaban mediocres, ya veces simplemente malos; ninguno de ellos se volvió clásico en la forma en que los mejores ejemplos de amplificadores de potencia de los años de la posguerra se convirtieron en clásicos [14] . El margen de amplificación insuficiente de los "dos" generó una disminución notable en la respuesta de frecuencia a bajas frecuencias, una velocidad de respuesta insuficiente del voltaje de salida: una disminución y distorsiones no lineales a altas frecuencias [15] [12] ; a frecuencias medias, la respuesta de frecuencia se desvió notablemente del estándar debido al cálculo inexacto de los circuitos correctivos. Los diseñadores de la década de 1960 toleraron estas deficiencias, ya que la mala calidad del chasis y los brazos de los reproductores domésticos de entonces hacían inútil cualquier mejora en los correctores [14] .

En la década de 1970, la situación cambió. Nuevos jugadores de alta calidad ingresaron al mercado masivo, y fueron los ecualizadores en los "dos" los que se convirtieron en el eslabón débil en el camino de la reproducción [13] . Al principio, los diseñadores se enfocaron en mejorar los tradicionales "dos"; a medida que la electrónica de consumo hizo la transición a amplificadores de potencia bipolares, se extendió gradualmente una topología más avanzada con una etapa diferencial de entrada [16] [17] . Los mejores circuitos de transistores discretos de la década de 1970 se desviaron del estándar RIAA por fracciones de decibel [18] con una relación señal-ruido de 70 ... 74 dB (10 ... 20 dB mejor que la base "dos" ) [16] .

Con la introducción de circuitos integrados asequibles en el mercado, el diseño de correctores con filtrado activo se ha vuelto notablemente más simple [19] . Los amplificadores operacionales universales de la década de 1970 aún no eran adecuados para la amplificación de audio de calidad; en lugar de ellos, en los correctores se utilizaron microcircuitos ULF especializados de bajo ruido con entrada diferencial , por ejemplo, TDA2310 y LM381 (análogos - K153UD2, K548UN1) [12] [20] [21] . En la primera mitad de la década de 1970, bajo la influencia de la autoridad de John Linsley Hood , dominó un circuito de amplificador operacional relativamente ruidoso en conexión inversora (con retroalimentación paralela [comm. 1] ); después de que se publicara el trabajo de Walker [22] en 1972, un circuito de cálculo y sintonización de bajo ruido, pero menos flexible y más complejo en un amplificador operacional en una conexión no inversora (con retroalimentación en serie [comm. 1] ) llegó gradualmente en primer plano [23] . La relación señal/ruido mejoró y la precisión de la curva RIAA siguiente se deterioró debido a las distorsiones de la respuesta de frecuencia específicas de este circuito a altas frecuencias y al margen de ganancia insuficiente de los entonces circuitos integrados [24] . El aparato matemático para el cálculo exacto de correctores activos de este tipo fue publicado por Stanley Lipschitz recién en 1979 [25] [26] . Paralelamente al circuito de filtros, también se mejoró el circuito de etapas amplificadoras. En la década de 1980, los diseñadores desarrollaron muchos circuitos correctores sofisticados y de alta calidad basados ​​en transistores discretos bipolares y de efecto de campo, pero cuando los amplificadores operacionales de bajo ruido y baja distorsión ingresaron al mercado, estas soluciones técnicamente sofisticadas quedaron sin reclamar [27] .

Al final de la "era del vinilo", en la década de 1980, las cabezas magnéticas móviles se apoderaron del mercado masivo y las cabezas magnéticas de bobina móvil ocuparon el segmento superior del mercado [8] . Los cabezales de este tipo, conocidos desde la década de 1930 [28] , se distinguían por la mejor calidad de sonido, pero permanecieron en la sombra durante mucho tiempo debido a su sensibilidad extremadamente baja. El diseño de circuitos de las décadas de 1970 y 1980 aún no permitía la creación de etapas de amplificación de señal de bajo ruido y de alta calidad, medidas en cientos o decenas de microvoltios; los transformadores elevadores eran el medio principal para amplificar dicha señal [29] . Los correctores de transistores para cabezales MC, que funcionan sin transformadores de entrada, se difundieron solo después de la publicación de un artículo fundamental de Douglas Self en diciembre de 1987 [30] [comm. 2] .

Características de la fuente de señal

Sensibilidad

En primera aproximación , la fuerza electromotriz del cabezal magnético es directamente proporcional a la velocidad de desplazamiento transversal de la aguja captadora en todo el rango de frecuencias de audio. Los valores de sensibilidad de pasaporte de varios cabezales, expresados ​​en mV o µV, suelen indicarse para una velocidad de vibración nominal de 5 cm/s [comm. 3] ; para modelos producidos en el siglo XXI, la sensibilidad varía de 40 μV a 11 mV:

Debido a la menor masa del sistema móvil que los cabezales MM, los cabezales MS se distinguen por distorsiones no lineales más bajas, una mejor transmisión del rango dinámico de la señal grabada y una mejor separación de los canales estéreo [8] [39] . Por la misma razón, su rango de frecuencia reproducible se extiende mucho más allá del rango de audio, y sus resonancias de alta frecuencia se concentran en frecuencias del orden de 60 kHz [39] . La señal generada por el cabezal MS contiene una proporción relativamente grande de ruido e interferencias ultrasónicas no deseadas , por lo que los sistemas con cabezales MS son más propensos a sufrir sobrecargas y distorsión de intermodulación , y exigen más la calidad del preamplificador-corrector [39] .

Límites

Los estándares limitan la velocidad vibratoria máxima de una grabación de larga duración a niveles de 7, 10 o 14 cm/s [comm. 4] , pero en la práctica estos límites fueron violados sistemáticamente, especialmente en la producción de sencillos de 12 pulgadas [35] . Según un estudio de Shure , la señal musical máxima absoluta jamás registrada en un LP comercial es de 38 cm/s a 2 kHz; a bajas y altas frecuencias, los niveles récord caen a 26 cm/s a 400 Hz y 10 cm/s a 20 kHz [41] . El nivel de tensión rms máximo , que guían los diseñadores de equipos de alta calidad, es de 64 mV (40 cm/s con una sensibilidad de 8 mV) [41] .

El mayor riesgo de sobrecargar una etapa de fono lo generan los clics: vibraciones ultrasónicas amortiguadas rápidamente de la aguja de la pastilla cuando choca con una mota de polvo accidental o un rasguño. La velocidad instantánea de la aguja en un clic alcanza los 63 cm/s (+22 dB al nivel nominal de 5 cm/s) [42] . La duración del clic no supera el milisegundo, pero la sobrecarga o corte de la etapa amplificadora provocada por él puede sacarlo del modo lineal durante mucho tiempo; el retorno de la cascada al modo lineal va acompañado de sobretonos disonantes de baja frecuencia [42] . Es por eso que los equipos domésticos con baja capacidad de sobrecarga enfatizan y agravan los defectos de los discos antiguos, “aserrados”, mientras que en los equipos de alta calidad los mismos defectos apenas se notan al oído [43] [44] . Otra fuente de sobrecargas es la interferencia infrasónica debida a la deformación y excentricidad de los discos. A una frecuencia de rotación estándar de 33⅓ rpm, la frecuencia del tono fundamental de esta interferencia es de 0,55 Hz y la energía de interferencia máxima se concentra en el rango de 2 a 4 Hz [45] . A estas frecuencias, según Holman y Self, la interferencia puede alcanzar los 35 mV (22 cm/s con una sensibilidad de 8 mV) [45] . Con un aumento adicional en la frecuencia, la velocidad vibratoria de la interferencia cae bruscamente, pero a frecuencias de 10 ... 15 Hz, es probable que se produzca una "captación" de hasta +24 dB debido a la resonancia del brazo fonocaptor [45] .

Grabar ruidos propios

No hay consenso sobre el rango dinámico y el nivel de ruido de un disco fonográfico, tanto por las diferencias en las técnicas de medición y presentación de datos, como por la variación en la calidad de los propios discos. Las fuentes dan valores de rango dinámico desde 50 dB (1:316) para corridas masivas de baja calidad hasta 80 dB (1:10,000) para registros ejemplares cortados directamente por grabadoras (según Douglas Self, el valor de 80 dB ciertamente está sobreestimado) ) [44] .

Según Apollonova y Shumova, quienes consideraron la tecnología clásica de la década de 1960, el nivel de ruido de los discos de laca cortados por una grabadora es −63…-69 dB relativo al nivel de 10 cm/s [46] . El siguiente paso tecnológico, la fabricación del disco de metal original [comm. 5] , empeora la relación señal/ruido en 6 dB, y el estampado de registros en serie, en otros 4 dB [46] . Así, el nivel de ruido de una placa serial es −53…-59 dB relativo al nivel de 10 cm/s (−47…-53 dB relativo al nivel de 5 cm/s). En la tecnología DMM posterior, más avanzada , la grabadora corta el registro en una fina capa de cobre de grano fino depositada sobre un sustrato de acero [47] . El nivel de ruido de un disco de cobre, medido a la salida de la ruta de reproducción de referencia, es -70 ... -72 dBA relativo al nivel de 8 cm/s [48] , y el nivel de ruido calculado de la propia grabación, sin tener en cuenta la "contribución" del reproductor y corrector, es -72,5 …−75,5 dBA (los mejores valores corresponden a una velocidad de 45 rpm, el peor - 33⅓ rpm) [49] . El estampado de tiradas cortas de placas con la tecnología DMM empeora la relación señal/ruido en 2...8 dB, a -62...-70 dBA [49] (-58...-66 dBA en relación con el nivel de 5 cm/s).

Pre-énfasis de espectro

Todos los LP producidos desde finales de la década de 1950 han sido y continúan siendo grabados con predistorsión RIAA [50] . Al reproducir un disco, la etapa de fono restaura el espectro original de la señal, realizando una transformación inversa. La función estándar que describe esta conversión es equivalente a conectar en serie tres enlaces de primer orden: un diferenciador con una constante de tiempo de 318 µs ( frecuencia de corte 500,5 Hz) y dos filtros de paso bajo con constantes de tiempo de 75 y 3180 µs (frecuencias de corte 2122.1 y 50, 05 Hz) [51] . A una frecuencia de 20 Hz, el valor de la función, normalizado con respecto a la frecuencia central de 1 kHz, es máximo y asciende a +19,274 dB (ganancia de 9,198 veces); al aumentar la frecuencia, disminuye monótonamente y, a una frecuencia de 20 kHz, alcanza un mínimo de −19,62 dB (atenuación por un factor de 9,572) [52] . La forma compleja de la curva RIAA es una compensación resultante de la necesidad de obtener la máxima calidad de sonido posible de la tecnología imperfecta de grabación mecánica [53] . Fuera del rango de audio, la respuesta de frecuencia de los correctores no está estandarizada, pero para reducir la distorsión en las partes posteriores de la ruta de amplificación, es deseable que la respuesta de frecuencia caiga tanto en las frecuencias ultrasónicas como infrasónicas.

En 1978, la Comisión Electrotécnica Internacional (IEC) modificó la respuesta de frecuencia de reproducción estándar complementando la curva RIAA con un filtro de paso alto con una constante de tiempo de 7950 µs. Tal como lo concibieron los desarrolladores del estándar, se suponía que el nuevo filtro suprimiría el paso no deseado de vibraciones infrasónicas al reproducir discos distorsionados; una consecuencia inevitable de la corrección IEC fue un corte de baja frecuencia audible (-3 dB a 20 Hz, -1 dB a 40 Hz) [54] [55] . Tanto los oyentes como los fabricantes de equipos tomaron la novedad con hostilidad. En el siglo XXI, la gran mayoría de los fabricantes de etapas de fono no aplican la corrección IEC, basándose en la suposición de que el ruido mecánico de un reproductor de calidad es insignificante [54] . Si es necesario reproducir registros distorsionados, si el ruido del infrasonido alcanza un nivel inaceptable, se utilizan filtros conmutables de segundo orden y superiores [54] .

Resistencia interna

La resistencia activa del devanado del cabezal magnético y su sensibilidad están conectadas por una relación aproximadamente lineal: cuantas más vueltas haya en el devanado, mayor será la FEM generada por él [38] .

La resistencia activa del cabezal MS es de 1 ohm a 160 ohm, y la componente inductiva de su resistencia total es despreciable y no requiere atención especial [38] . El valor óptimo de la impedancia de entrada del corrector para la mayoría de los cabezales, excepto los de mayor resistencia, es de 100 ohmios; para cabezales de alta resistencia, es preferible una impedancia de entrada de 500 ohmios [56] . La resistencia del cabezal MS no solo determina su propio ruido térmico , sino que también es una variable importante que determina el ruido de la etapa de entrada del corrector y, como resultado, su circuito óptimo.

La resistencia activa de los cabezales MM es de 430...1500 Ohm con una inductancia de 330...720 mH para los modelos convencionales y de 800...1000 mH para los de DJ [57] . A altas frecuencias, la impedancia es inductiva y aumenta en proporción a la frecuencia; además, su componente activo puede aumentar notablemente debido a pérdidas en el circuito magnético [58] . La impedancia de entrada estándar del corrector MM según DIN 45547 es de 47 kOhm y debe derivarse con una capacidad de 50 ... 200 pF [59] . Esta capacitancia del corrector, junto con la capacitancia del cable de conexión y la inductancia del cabezal forman un circuito de baja calidad con una frecuencia de resonancia de 10 ... 20 kHz [57] . La adherencia exacta a la curva RIAA implica, entre otras cosas, la selección de la capacitancia de entrada óptima para el cabezal utilizado [60] ; correctores comerciales de alta calidad proporcionan conjuntos de condensadores de entrada conmutables por el usuario para este propósito [59] . Con un aumento en la capacitancia de entrada, la frecuencia de resonancia disminuye y la respuesta de amplitud-frecuencia aumenta [57] , pero el límite superior del ancho de banda del bucle en el nivel de −3 dB cambia ligeramente [61] . Una solución alternativa, la negativa a utilizar la capacitancia de entrada, permite mejorar la relación señal-ruido en 1 ... 2 dB, pero requiere una corrección adicional de las distorsiones de frecuencia que ocurren en el circuito de entrada [62] . El ajuste fino de los filtros para un cabezal específico utilizado solo es posible en condiciones de laboratorio, por lo que esta técnica no se utiliza en correctores en serie [62] . Por la misma razón, los correctores en los que la sección de alta frecuencia de la curva RIAA se implementa directamente en el circuito de entrada no han encontrado aplicación [63] .

Ruidos intrínsecos de captación

Cualquier resistencia en serie con la fuente de la señal, incluida la resistencia de la fuente misma, introduce su propio ruido térmico en la señal . En una banda de frecuencia de audio fija (20 Hz ... 20 kHz), el voltaje del ruido térmico es proporcional a la raíz cuadrada del valor de la resistencia. El voltaje RMS del ruido térmico a una resistencia de 1 kOhm en la banda 20...20000 Hz a una temperatura de 300 K es 575 nV; a una resistencia de 100 kΩ, aumenta por un factor de 10, hasta 5,75 μV, y así sucesivamente [64] .

El ruido térmico de los devanados del cabezal magnético es un ruido fundamental e inamovible que determina el rango dinámico máximo alcanzable de la ruta de reproducción. La relación entre las resistencias de los devanados y los voltajes de la señal útil en ellos es tal que el ruido térmico del cabezal puede ser la principal fuente de ruido para todo el camino de reproducción (por lo tanto, el enfriamiento forzado del corrector reduce su propio ruido, pero prácticamente no lo hace ). no afecta la relación señal-ruido del sistema como un todo [62] ). En sistemas con cabezales MC de baja resistencia (1 ... 3 ohmios), los cables de conexión también contribuyen notablemente al ruido, especialmente los conductores flexibles ultradelgados que conectan la pastilla al conector de salida del reproductor [65] [66] . La relación calculada de la señal útil al ruido térmico de los devanados de los cabezales MS producidos en el siglo XXI es de 64 a 91 dB [65] [comm. 6] (los peores números corresponden a una combinación anómala de baja sensibilidad y resistencia relativamente alta). La relación señal/ruido de los cabezales MM se encuentra dentro del mismo rango, pero su cálculo correcto es difícil debido a la naturaleza predominantemente inductiva de la resistencia interna [65] .

Características, funciones, diagramas de bloques de los correctores

Especificaciones

Una etapa de fono de alta calidad debe cumplir con una serie de requisitos difíciles de igualar [68] :

  • Bajo nivel de ruido propio;
  • Ausencia total de interferencias de la fuente de alimentación y supresión efectiva de interferencias electromagnéticas externas ;
  • Cumplimiento exacto de la curva estándar RIAA;
  • Suficiente capacidad de sobrecarga tanto en el rango de frecuencia de audio como más allá;
  • Bajo nivel de distorsión no lineal;
  • Baja impedancia de salida;
  • La constancia de la resistencia de entrada y la capacitancia de entrada en todo el rango de frecuencia de audio;
  • Baja sensibilidad a los cambios en las propiedades de los componentes a lo largo del tiempo;
  • Ausencia o supresión efectiva del efecto del micrófono [68] .

Algunos de estos requisitos son fundamentalmente importantes solo en casos especiales: la constancia de la resistencia de entrada es necesaria en sistemas con cabezales MM y no es tan importante para cabezales MC; el efecto de micrófono y una notable desviación temporal de los parámetros son típicos de los amplificadores de válvulas (todas las válvulas envejecen y tarde o temprano requieren reemplazo), pero no para los transistores [14] . Los requisitos para los niveles de ruido, interferencia, distorsión no lineal y la precisión de seguimiento de la curva RIAA son absolutamente obligatorios para todos los correctores. Umbral, los valores mínimos aceptables de estos indicadores no se han establecido formalmente. Los valores dados en las normas para el equipamiento doméstico de los años 70 y 80 están desactualizados e inaceptables en el equipamiento del siglo XXI. Por ejemplo, el estándar IEC (IEC 60098) , en vigor desde 1964, permitía la desviación máxima de la respuesta de frecuencia de una grabación de la curva RIAA hasta ±2 dB [69] . Los diseñadores del siglo XXI, por regla general, limitan la desviación máxima al nivel de ±0,1 dB [70] y, al calcular los filtros, operan con centésimas de dB [71] .

Características de los correctores para cabezas MS

La combinación de requisitos difíciles de cumplir ha hecho que el diseño de etapas de fono de alta calidad, junto con el diseño de amplificadores de micrófono , sea la tarea más difícil en los circuitos de amplificadores de audio [3] . Es técnicamente imposible crear un amplificador universal de alta calidad compatible con todo tipo de cabezales magnéticos. La dispersión de la sensibilidad y la resistencia de los cabezales es demasiado grande y, por el contrario, los rangos de resistencias óptimas de los cabezales para soluciones de circuitos específicos son demasiado estrechos. Como resultado, el circuito corrector de fono práctico se divide en dos partes: en el nivel inferior, circuitos correctores MM relativamente simples; en el nivel superior, más complejos, más exigentes en el cálculo de modos y la elección de componentes del MC circuito corrector El corrector MS se puede fabricar en forma de un canal de amplificación completamente separado, incompatible con los cabezales MM, pero en la práctica, los diseños basados ​​en correctores MM son más comunes [72] . La amplificación de señal adicional en ellos se implementa de dos maneras:

Transformadores de alta calidad para cabezales MC - compactos [comm. 7] , productos fáciles de calcular y económicos de fabricar [73] . En términos de ancho de banda, linealidad de la respuesta de frecuencia y distorsión no lineal, estos transformadores no son inferiores a las etapas amplificadoras de transistores [74] . En términos de ruido, los transformadores ganan con los cabezales de resistencia más baja, pero para los cabezales MC de resistencia relativamente alta, son preferibles los amplificadores de transistores [75] . No existen transformadores universales compatibles con todos los cabezales MS: los transformadores reales siempre se optimizan para uno de los tres subrangos de impedancia del cabezal (1,5…10, 10…50 y 50…200 ohmios) [76] . Contrariamente a las afirmaciones de la publicidad desleal, los transformadores no son silenciosos: sus devanados, como cualquier resistencia, generan ruido térmico, lo que puede degradar significativamente el nivel de ruido de todo el camino de reproducción [77] . La ventaja de los transformadores sobre los transistores no está en el ficticio "ausencia de ruido", sino en el nivel relativamente bajo de parpadeo de ruido de baja frecuencia (ruido 1/f) en comparación con el ruido térmico y en la facilidad de implementar una conexión balanceada a prueba de ruido. de la cabeza al corrector [78] [79 ] .

Funciones y dispositivos auxiliares

Los amplificadores-correctores típicos del siglo XXI son "cajas negras" que implementan solo las funciones de amplificación de señal y corrección de frecuencia según el estándar RIAA. El cambio entre las configuraciones MM y MC, el ajuste de la capacitancia de entrada y el control de ganancia de paso, si lo proporciona el diseño, generalmente se realizan mediante puentes en la placa . Solo unos pocos fabricantes hacen operativos estos ajustes, llevados a la parte posterior ( Lehmannaudio ) o frontal ( Burmester ) del corrector. No se encuentra el control de ganancia suave: esta función está asignada al control de volumen del preamplificador, al que se conecta el corrector [81] .

En la era predigital, los correctores de pruebas de equipos domésticos a menudo estaban equipados con "filtros retumbantes" conmutables: filtros de paso alto de segundo orden con una frecuencia de corte de 30 ... 40 Hz [82] . Dichos filtros no solo suprimen la interferencia de infrasonidos no deseada, sino que también introducen distorsiones de amplitud y fase que son perceptibles para el oído; no se utilizan en los equipos del siglo XXI [82] . La mejor solución, desde el punto de vista de la preservación del espectro de la señal original, es un filtro Butterworth de tercer orden según el esquema de Sallen-Kee con una frecuencia de corte de 20 Hz [83] . Con la mejor supresión de infrasonidos (36 dB a 5 Hz), hace una “contribución” mínima a la señal audible que es imperceptible para la mayoría de los oyentes [83] .

Los correctores de pruebas de estudio profesionales son funcionalmente más complejos que la mayoría de los dispositivos domésticos. Por ejemplo, en el corrector de referencia MM Neumann PUE74, que normalmente funcionaba junto con el brazo SME 3012 y el cabezal Shure V15V, cuatro bloques estructurales [84] complementan el circuito de filtro activo básico en el amplificador operacional ] . En la entrada del filtro, se incluye una cascada de bajo ruido en transistores bipolares , que proporciona la mayor parte de la amplificación de la señal (28 ... 40 dB) y, en paralelo, hay un seguidor de transistor de efecto de campo [comm. 8] que controla el voltaje en la malla de blindaje del cable de entrada. El blindaje activo reduce significativamente el paso del ruido de modo común a la entrada del corrector [85] . Un filtro de rechazo de alto Q que suprime la interferencia de infrasonidos y un ecualizador paramétrico con una banda de control de baja frecuencia y dos de alta frecuencia están conectados en serie a la salida de un filtro RIAA activo, construido de acuerdo con un circuito de amplificador operacional típico [86 ] . Su tarea es afinar la respuesta de frecuencia de extremo a extremo de la grabación, lo que determina la calidad de corte del disco original [86] .

Elemento base

Elementos amplificadores activos de correctores MM

Para lograr una relación señal/ruido aceptable en equipos de alta calidad , la etapa de entrada del corrector MM se puede hacer en un transistor bipolar de bajo ruido , en un transistor de efecto de campo con una unión pn de control , o en un amplificador operacional de bajo ruido (op-amp). Según mediciones independientes realizadas entre 1984 y 2001, la relación señal/ruido de los correctores MM en serie de alta calidad basados ​​en amplificadores operacionales, transistores bipolares y de efecto de campo está dentro del rango de 75–80 dBA, y la relación señal/ruido la relación de ruido de los correctores de estudio de referencia de Neumann calculada utilizando un método comparable es de 79 dBA [87] [comm. 9] . Uso en las etapas de entrada de transistores MIS [88] [comm. 10] , amplificador operacional con neutralización de corrientes de entrada [90] [comm. 11] , un amplificador operacional con retroalimentación de corriente [91] no es deseable debido al alto nivel de ruido.

De los tubos de vacío, la mejor relación señal-ruido la proporcionan los triodos de bajo ruido calentado indirectamente con una pendiente alta de la característica ánodo-rejilla [92] . Cuanto mayor sea la pendiente, menor será el voltaje de ruido teóricamente alcanzable, reducido a la entrada de la etapa [comm. 12] (en lámparas reales, este indicador puede ser dos o más veces mayor que el calculado debido al exceso de ruido debido al material del cátodo y la calidad del proceso de producción [95] ). El valor de pendiente óptimo es de aproximadamente 20 mA/V; su aumento adicional (por ejemplo, la conexión en paralelo de varios triodos) no es práctico debido al crecimiento proporcional de la corriente del ánodo y la capacitancia de entrada de la cascada [97] . Los triodos de baja potencia con alta ganancia de voltaje ( 6SL7 , ECC83 , 12AX7 y sus análogos) no son adecuados para las primeras etapas de los correctores, tanto por la baja pendiente como por la alta capacitancia de entrada (100 ... 200 pF), que puede exceder las cargas de capacitancia óptimas para el cabezal utilizado [98] . Las lámparas incandescentes directas no son adecuadas debido a la baja pendiente y el fuerte efecto de micrófono , y los pentodos en una conexión de pentodo regular, debido a un nivel de ruido más alto que los triodos con la misma pendiente [99] . Por el contrario, los pentodos en una conexión triodo no son inferiores en nivel de ruido a los triodos. Los pentodos desarrollados al final de la era de las lámparas, por ejemplo, 6Zh52P , son especialmente bajos en ruido de parpadeo , sin embargo, todas las lámparas de esta serie sufren el efecto de micrófono, alta capacitancia de entrada y alta dispersión de parámetros [100] . En la segunda y posteriores etapas, el ruido de la lámpara o del transistor no es tan importante: el requisito de distorsiones no lineales bajas con suficiente capacidad de sobrecarga es lo primero [101] .

Desde el punto de vista de la simplicidad del circuito, la estabilidad de sus parámetros y su reproducibilidad en la producción en serie, la mejor opción para construir un corrector MM es un amplificador operacional de bajo ruido con retroalimentación de voltaje. En el pasado, los microcircuitos ULF especializados de bajo ruido se usaban ampliamente (por ejemplo, LM381 y su análogo K548UN1), pero a medida que caía la venta de equipos de audio, se descontinuaron y los diseñadores volvieron a usar amplificadores operacionales universales [20] . Los más convenientes de usar son los amplificadores operacionales de audio especializados con etapas de entrada bipolares y corrientes de polarización de entrada de no más de 100 nA [102] . Los amplificadores operacionales utilizados en filtros activos deben ser estables con ganancia unitaria; en circuitos basados ​​en filtros pasivos, también se pueden utilizar amplificadores operacionales no compensados ​​que son inestables en ganancia unitaria [102] . Durante casi treinta años [103] , la elección óptima, en términos de combinación de características, fue el amplificador operacional dual bipolar NE5532 y su único análogo [comm. 13] NE5534 [105] . La relación señal/ruido de los correctores que utilizan el NE5532 alcanzó los 79 dBA ( NAD PP1, 1998) [106] . El coeficiente de distorsión no lineal (K NI ) de este amplificador operacional, según el circuito de conmutación y el nivel de la señal, oscila entre 0,0005 % y 0,0085 % [107] ; a modo de comparación, el KNI de un corrector K548UN1 típico es de hasta 0,1 % [108] . En 2007, el NE5532 fue reemplazado por un nuevo líder absoluto: LM4562, superando a su predecesor en todos los aspectos, excepto por la densidad espectral de la corriente de ruido de entrada [109] . Para reducir el nivel de ruido, se conecta una cascada diferencial de bajo ruido en transistores discretos a la entrada del amplificador operacional. Para reducir la distorsión no lineal, la etapa de salida del amplificador operacional se transfiere al modo A puro conectando un seguidor de emisor altamente lineal a la salida del amplificador operacional .

En términos de capacidad de sobrecarga, los tubos de vacío proporcionan el mejor margen de sobrecarga. El rango del voltaje amplificado linealmente a la salida de la etapa de la lámpara es de decenas de V y en la práctica está limitado solo por el valor límite de la corriente entregada a la carga. Los amplificadores basados ​​en transistores discretos también pueden tener una alta capacidad de sobrecarga, al nivel de los amplificadores de válvulas. Por ejemplo, en el preamplificador corrector Technics SU9600 (1974), el nivel de voltaje de entrada aceptable a una frecuencia de 1 kHz era de 900 mV. Para hacer esto, los diseñadores aumentaron el rango de voltajes de suministro a bastante "tubo" 160 V, con un consumo de energía correspondientemente alto [110] . La desventaja de la alta capacidad de sobrecarga de los circuitos de transistores de tubo y "alto voltaje" es la complejidad y el alto costo de la fuente de alimentación . Es mucho más fácil y económico proporcionar energía de alta calidad a circuitos de baja potencia y bajo voltaje en transistores discretos o amplificadores operacionales.

Elementos amplificadores activos de los correctores MS

Para las etapas de entrada de los correctores MS, el ruido de los amplificadores operacionales de bajo ruido, los transistores de efecto de campo y los triodos de vacío es inaceptablemente alto [112] . Las etapas de entrada sin transformador de los correctores MS están casi indiscutibles construidas sobre transistores bipolares de bajo ruido [75] . El récord absoluto de relación señal/ruido de 81 dBA es compartido por los correctores MS de Linn y Burmester , y para la mayoría de los productos en serie, la relación señal/ruido, establecida por el ruido de la primera etapa, es 65 ... 75 dBA [106] .

Los mejores transistores de bajo ruido disponibles para los diseñadores del siglo XXI son bajos, del orden de 10 ohmios [comm. 14] , resistencia base y un factor de amplificación de corriente de al menos 500 [114] . La frecuencia por debajo de la cual domina el parpadeo en el ruido del transistor debe ser lo más baja posible (no más de 500 Hz) [115] . En la práctica, la elección se limita a un pequeño conjunto de instrumentos especializados [116] ; antes de su lanzamiento, los correctores en serie usaban la conexión en paralelo de varios transistores "ordinarios" de bajo ruido y baja potencia, en diseños de aficionados: transistores de potencia media [117] .

Óptima en términos de relación señal-ruido, la corriente de colector del transistor de entrada es inversamente proporcional a la resistencia de la fuente de señal [118] . Para cabezales MS de baja resistencia, la selección de la corriente óptima es imposible (la resistencia de estos cabezales es demasiado baja en comparación con la resistencia de la base del transistor), por lo que es recomendable conectar cabezales con una resistencia inferior a 20 Ohm para el corrector a través de un transformador elevador [75] . Para cabezales MS de alta resistencia, la corriente de colector óptima es de 100 µA o más; dichos cabezales se conectan directamente a la entrada de la etapa del transistor [75] . Para los cabezales MM, la elección del modo se complica por el hecho de que la impedancia de salida del cabezal varía en un amplio rango con la frecuencia, desde alrededor de 700 Ω a 20 kΩ [119] . En la década de 1980, era imposible seleccionar la corriente óptima para este rango de resistencia (la corriente calculada resultó ser inaceptablemente baja), por lo que los diseñadores se vieron obligados a elegir valores no óptimos más grandes [120] . Cuando se utilizan transistores más avanzados de desarrollo posterior, las corrientes óptimas son del orden de 100 μA [121] .

Componentes pasivos

La elección de condensadores , resistencias y cables para equipos de alta gama  es un tema controvertido, controvertido, sobrecargado de promesas publicitarias y valoraciones subjetivas [122] . Desde el punto de vista de los datos objetivos e instrumentalmente reproducibles, la elección de los componentes sigue una serie de principios simples.

Para reducir el ruido térmico de las resistencias a través de las cuales fluye la corriente alterna de la señal de audio, sus valores deben elegirse tan bajos como lo permitan los dispositivos activos seleccionados [123] [124] [comm. 15] . Para reducir el ruido excesivo de las resistencias a través de las cuales fluye la corriente continua, las distorsiones no lineales y la dependencia de la temperatura , se prefieren las resistencias de alambre bobinado [125] , de boro-carbono [126] y de película metálica [125] [126] (incluyendo, con reservas [com. 16] , resistencias de montaje superficial de película delgada [128] ). Cuanto mayor sea la potencia nominal, menor será el exceso de ruido, en igualdad de condiciones [129] . Las resistencias de carbono, compuestas y de óxido de metal (incluidas las resistencias de montaje superficial de película gruesa) son inaceptables en equipos de alta calidad [130] .

En las cadenas de distribución de los correctores, se utilizan poliestireno de alta calidad , polipropileno , fluoroplástico (" teflón ") y, para denominaciones pequeñas, condensadores de mica ; en términos de precisión inicial y estabilidad de capacitancia, se prefieren los capacitores de poliestireno [131] [132] . Los capacitores cerámicos de alta calidad y bajo valor con bajo TKE son adecuados para circuitos de corrección de amplificadores operacionales de alta frecuencia, y los capacitores de poliéster ( tereftalato de polietileno ) no son deseables debido a las distorsiones no lineales relativamente altas [133] [132] . Los condensadores electrolíticos son inaceptables en los circuitos de temporización, indeseables en la entrada de la primera etapa del corrector, pero pueden usarse como condensadores entre etapas, siempre que la frecuencia de corte del filtro RC entre etapas sea mucho menor que 20 Hz [134] [135] . El ruido inherente de un capacitor electrolítico es mínimo cuando el voltaje constante aplicado a las placas es 20... 50% del nominal [134] .

El mejor material conductor es el cobre eléctrico ordinario [136] . El uso de la plata no proporciona ventajas objetivamente tangibles [137] . Revestir los conectores con oro mejora su resistencia a la corrosión , pero solo es duradero por sí mismo cuando la capa de oro está separada de la base de cobre por una capa de níquel [138] . La mayoría de los fabricantes aplican oro directamente al cobre, lo que rápidamente provoca el ennegrecimiento del "oro" [139] .

Circuito de filtro RIAA

La ecualización de frecuencia según el estándar RIAA se puede implementar con filtros activos y pasivos , y combinaciones de dos tipos de filtros. La elección entre filtros activos y pasivos está determinada, en primer lugar, por el tipo de dispositivos amplificadores elegidos.

Los filtros pasivos requieren mayores ganancias de señal que los filtros activos en la entrada de un circuito dependiente de la frecuencia; funcionan con voltajes de señal más altos y, por lo tanto, imponen mayores exigencias a la capacidad de sobrecarga de las etapas amplificadoras. Por ejemplo, para proporcionar una ganancia típica de 40 dB a 1 kHz para ecualizadores MM, la ganancia total de las etapas que sirven al filtro pasivo debe ser de al menos 60 dB en todo el rango de frecuencias de audio [140] . Además, la reproducción precisa de la curva RIAA por un filtro pasivo asume que la impedancia de carga de entrada del filtro es lo suficientemente grande y constante en todo el rango de frecuencia de audio (en este caso, la desviación alcanzable del estándar puede ser notablemente menor que en un filtro activo usando componentes pasivos equivalentes [141] ). Estas condiciones se satisfacen mejor con triodos de vacío [140] .

Los filtros activos funcionan con voltajes de señal más pequeños que los filtros pasivos: el voltaje de señal máximo en cualquier punto del filtro activo es igual a su voltaje de salida. Por lo tanto, los filtros activos son menos susceptibles a las sobrecargas y pueden implementarse en cualquier base de elementos. Sin embargo, la reproducción fiel de la curva RIAA implica una alta ganancia en bucle abierto; en la práctica, este requisito se cumple con la única opción: un amplificador operacional integrado o discreto, cubierto por una retroalimentación negativa en serie dependiente de la frecuencia .

Los filtros activos con retroalimentación en paralelo son más fáciles de calcular y más resistentes a la sobrecarga de “clic”, pero no se utilizan en equipos de alta calidad debido al alto nivel de ruido [142] . Cuando el cabezal MM está conectado directamente a la entrada de dicho filtro, el nivel de ruido en su salida es más alto que el nivel de ruido en la salida de un filtro con retroalimentación secuencial, en 13 ... 15 dB, en las octavas más bajas de el rango de audio, la diferencia supera los 30 dB [22] [142] . Para el oído, el ruido de un filtro de retroalimentación en paralelo se percibe como un zumbido de baja frecuencia, el ruido de un filtro de retroalimentación en serie se percibe como un siseo silencioso de alta frecuencia [143] . La única forma de reducir el ruido de un filtro de retroalimentación en paralelo es conectar una etapa adicional de amplificación de baja impedancia entre su entrada y los terminales de la cabeza [144] .

Filtro activo con retroalimentación secuencial

Un corrector MM típico económico, pero al mismo tiempo de calidad suficientemente alta, se basa en un solo amplificador operacional de bajo ruido con entradas bipolares (A1), cubierto por un circuito de retroalimentación dependiente de la frecuencia.

El brazo superior del circuito OOS Z, que determina la respuesta de frecuencia del corrector en la región de frecuencia de audio, se puede construir de varias formas. En la práctica, se utilizan cuatro configuraciones (cadenas A, B, C y D según Lipschitz), de las cuales la cadena A es la más extendida [145] . Todas las opciones son eléctricamente equivalentes, sin embargo, solo los circuitos A y D pueden construirse con capacitores individuales de la serie E24 , mientras que el circuito A es más fácil de calcular [146] . El circuito B es el más difícil en cálculo y selección de componentes, pero también fue ampliamente utilizado en amplificadores seriales de la década de 1970 [147] . El circuito A es más conveniente que otros cuando se ajusta la respuesta de frecuencia, pero en la práctica esto no importa. El cumplimiento exacto del estándar no se garantiza mediante la sintonización, sino solo mediante la precisión del cálculo y la selección de capacitancias y resistencias [148] . Para que la respuesta de frecuencia del circuito A se desvíe de la calculada en no más de 0,1 dB, los valores de resistencia reales deben diferir de los calculados en no más del 2%, los valores de capacitancia, en no más de 0,8 ... 1,2% [149] . Tal precisión es teóricamente alcanzable cuando se utilizan componentes individuales de precisión de la serie E96 , y prácticamente solo con un conjunto de R1 y R2 de varias resistencias conectadas en paralelo de la serie E12 o E24 [150] .

La resistencia R0 establece la ganancia máxima del filtro activo y no está directamente involucrada en la formación de la respuesta de frecuencia. El ruido térmico R0 aplicado directamente a la entrada inversora del amplificador operacional puede empeorar notablemente la relación señal/ruido del corrector, por lo que el valor de R0 se elige lo más bajo posible, del orden de 200 Ω [151] . En la práctica, por regla general, un gran condensador C0 está conectado en serie con R0, lo que evita la amplificación de frecuencias infrasónicas y voltaje de CC. Para que la distorsión de la respuesta de frecuencia que introduce no supere los 0,1 dB, la frecuencia de corte del circuito R0C0 no debe superar los 3,3 Hz [152] . El uso del circuito R0C0 para formar la rama de baja frecuencia de la curva RIAA es inaceptable debido a las notables distorsiones no lineales introducidas por los condensadores electrolíticos y una dispersión significativa en sus valores [153] . El condensador de salida Cout, preferiblemente de polipropileno, es necesario debido al voltaje de CC significativo que se produce en la salida del amplificador operacional [154] . En los circuitos basados ​​en amplificadores operacionales con corrientes de entrada grandes, del orden de varios cientos de nA, también puede ser necesario un condensador de aislamiento de entrada para bloquear el flujo de la corriente de entrada del amplificador operacional a través de los devanados principales [155] . Es pertinente señalar aquí que existe un efecto de corriente mínima a través del conector eléctrico para mantener la conexión en el estado definido por su documentación técnica [156] [157] ( enlaces en inglés ). Por lo tanto, la presencia de un componente constante en señales débiles que tienen conexiones mecánicas en el camino puede ser útil (suponiendo que una pequeña corriente continua no genere polarización de devanado u otros efectos negativos); o las conexiones deben hacerse permanentes ( soldadura , soldadura ).

En frecuencias ultrasónicas, la curva RIAA ideal desciende monótonamente con una inclinación de 20 dB por década, pero en un circuito de filtro activo básico la ganancia nunca cae por debajo de la unidad [70] . En un ecualizador típico con una ganancia de 1 kHz de 35 dB, la frecuencia calculada a la que el filtro degenera en un seguidor es de 118 kHz [70] . El error que introduce este cero de la función de transferencia no supera los 0,1 dB dentro del rango de audio, por lo que no requiere corrección alguna [70] . Si la ganancia del filtro a una frecuencia de 1 kHz es de 30 dB o menos, la frecuencia cero se reduce tanto que la desviación de la respuesta de frecuencia se vuelve perceptible auditivamente [70] . Para compensar este error, se activa un filtro de paso bajo de primer orden pasivo adicional (R3C3) en la salida del amplificador operacional con una frecuencia de corte exactamente igual a la frecuencia del cero de alta frecuencia, por ejemplo, 63 kHz para Ku = 30 dB [152] .}

Filtro activo-pasivo basado en filtro activo

En la literatura se describen varias configuraciones de correctores activos-pasivos combinados, que difieren en la distribución de las constantes de tiempo de la curva RIAA entre enlaces activos y pasivos. La configuración más común [158] [159] repite el circuito de filtro activo discutido anteriormente con compensación cero de alta frecuencia, con tres cambios significativos:

La desventaja de esta configuración (como ocurre con todos los circuitos pasivos) es la necesidad de una mayor amplificación de los componentes ultrasónicos y de alta frecuencia de la señal de entrada [158] . Por un lado, esto reduce el margen de sobrecarga (en 18 dB a una frecuencia de 20 kHz, en 34 dB a una frecuencia de 100 kHz) [161] . Por otro lado, esto hace más estrictos los requisitos para la velocidad y el margen de la ganancia de bucle del amplificador operacional, y crea la posibilidad de distorsiones no lineales y de intermodulación inaceptablemente altas a altas frecuencias [161] . Por lo tanto, en diseños prácticos, la ganancia del filtro activo se reduce deliberadamente a 20...30 dB por 1 kHz, y la etapa de salida proporciona los 10...20 dB de ganancia que faltan [162] .

Filtro pasivo de dos etapas

El corrector más simple con filtrado puramente pasivo consta de dos etapas amplificadoras basadas en triodos o amplificadores operacionales, entre las cuales se conecta el circuito RC de un filtro RIAA pasivo [141] . En la práctica predominan los filtros derivados de las cadenas B y C según Lipschitz [163] [164] (N1 y N2 según Young [141] ). En estas configuraciones, la escala de atenuación de la señal amplificada por la etapa anterior la establece la resistencia R1 "desconectada" del núcleo del circuito RC, mientras que al menos una de las capacitancias está siempre conectada al cable común [163] [ 164] . En los correctores de tubo se utiliza casi sin alternativa un circuito tipo C, lo que simplifica notablemente el cálculo del filtro, corregido por las capacidades Miller de las lámparas y las capacidades parásitas de la instalación [164] . Además de las capacidades enumeradas, la respuesta de frecuencia de un dispositivo real también depende de la impedancia de salida de la primera etapa y la impedancia de entrada de la segunda etapa. En los correctores op-amp, estas resistencias prácticamente no afectan la precisión de seguir el estándar. En los correctores basados ​​en triodos no se pueden despreciar, y su influencia se compensa ajustando las resistencias y capacidades del filtro [165] .

La distribución de la ganancia total entre las dos etapas es un problema que no tiene solución única. Desde el punto de vista de la minimización del ruido, es preferible concentrar toda o casi toda la ganancia (50…60 dB) en la primera etapa, pero esta etapa estará inevitablemente sujeta a sobrecargas [166] . Desde el punto de vista de la capacidad de sobrecarga, es preferible una distribución aproximadamente igual de la ganancia entre las etapas, a costa de un deterioro de la relación señal/ruido [166] . Tanto las sobrecargas como el ruido de tales circuitos aparecen principalmente a altas frecuencias [166] . Debido a la incapacidad de optimizar tanto el nivel de ruido como la capacidad de sobrecarga, autores independientes (Douglas Self [167] , Morgan Jones [164] ) no recomiendan el uso de un circuito de dos etapas en circuitos de transistores o válvulas; las empresas de amplificadores operacionales de audio ( Analog Devices [168] , Sonic Imagery [169] , Texas Instruments [170] ), por el contrario, lo prefieren.

Filtro pasivo de tres etapas

En los correctores de este tipo, el filtrado de frecuencia se distribuye entre dos filtros RC pasivos, uno de los cuales implementa una de las tres constantes de tiempo, el otro implementa dos constantes de tiempo del estándar RIAA. El conjunto mínimo de etapas activas que "sirven" a estos circuitos consta de dos amplificadores de voltaje y un seguidor de voltaje de salida. Idealmente, todos los componentes del corrector están interconectados directamente, sin el uso de condensadores de acoplamiento (tal solución es técnicamente posible no solo en transistores, sino también en circuitos de lámparas, donde en la práctica se usa un circuito de tres etapas) [171] ; al mismo tiempo, el voltaje de polarización del primer amplificador operacional se amplifica de decenas a cientos de miles de veces, y ya no se puede despreciar. La elección de amplificadores operacionales integrados, simultáneamente con un voltaje de polarización bajo y con buenos parámetros de sonido ( TO NI , capacidad de sobrecarga, velocidad de respuesta del voltaje de salida), será una dificultad adicional.

Al igual que en el caso de los correctores activo-pasivo, existen muchas formas de distribuir tres constantes de tiempo entre dos circuitos RC, pero solo una de ellas tiene importancia práctica [172] . En esta configuración, se enciende un filtro de paso bajo RC simple con una constante de tiempo de 75 µs entre la primera y la segunda etapa, y la formación de la rama de baja frecuencia de la respuesta de frecuencia con constantes de tiempo de 3180 y 318 µs es asignado al circuito RC conectado entre la segunda y la tercera etapa [172] . Dichos circuitos son los menos susceptibles a sobrecargas a altas frecuencias: cuanto más "aguas arriba" se encuentra el filtro de paso bajo, que forma la rama de alta frecuencia de la respuesta de frecuencia, menor es el voltaje de interferencia en las entradas de la segunda y tercera etapa. [165] . Y, por el contrario, cuanto más lejos de la entrada se coloque el ruidoso circuito RC, que forma la rama de baja frecuencia de la respuesta en frecuencia, menor será el nivel del ruido propio del corrector (la "contribución" al ruido de los bajos más simples). filtro de paso se puede reducir fácilmente a valores insignificantes) [159] .

Filtros correctores de equilibrio

Todas las configuraciones de filtros anteriores han asumido la amplificación de señal monofásica tradicional. En canales de amplificación de dos fases completamente balanceados, el filtrado pasivo se implementa de manera más simple en un esquema de dos o tres etapas. Para convertir un filtro RC asimétrico monofásico en uno totalmente equilibrado, es suficiente dividir la resistencia del filtro en dos mitades, entre las cuales se enciende la capacitancia del filtro. Los voltajes de salida en contrafase se eliminan de las placas de esta capacitancia [173] .

Comentarios

  1. 1 2 3 El circuito de retroalimentación de voltaje en paralelo está conectado a la entrada del amplificador en paralelo con la señal de entrada y desvía directamente la corriente de entrada de la fuente de la señal (de ahí la retroalimentación de derivación en inglés ). La desventaja fundamental de un sistema operativo paralelo es la necesidad de incluir una señal de entrada de resistencia relativamente grande en el circuito, lo que inevitablemente genera ruido térmico . Los circuitos con realimentación de voltaje en serie , en los que la salida del circuito de realimentación está conectada en serie con la fuente de señal, no tienen este inconveniente.
  2. Douglas Self. Diseño de preamplificadores de bobina móvil // Electronics & Wireless World. - 1987. - Nº 12.
  3. En este contexto, no importa si estamos hablando de indicadores instantáneos o RMS. En ambos casos, el voltaje es directamente proporcional a la velocidad de vibración.
  4. El primer dígito se refiere a grabaciones estéreo según GOST 7893-72, el segundo - a monofónico según el mismo GOST, el tercero - a las especificaciones adoptadas en la URSS en 1978 [40] . También se aplicaron estándares industriales similares en los países occidentales (de donde provino el equipo utilizado en la URSS por Ortofon y Georg Neumann)
  5. Los autores no especifican si estamos hablando del primer original (negativo) o del segundo (positivo). En términos de significado y proporción de números, este es el segundo original (positivo)
  6. Valores no ponderados en la banda de 20-20000 Hz. El uso de un filtro de ponderación tipo A reduce los valores calculados en 4,4 dB [67]
  7. La longitud y el ancho del núcleo de un transformador MC típico no supera los 20 mm [73]
  8. El uso de un transistor bipolar en esta función llevaría a duplicar la potencia de ruido actual en la entrada del corrector. El ruido actual del transistor de efecto de campo es tan pequeño que prácticamente no afecta el ruido de la ruta de audio.
  9. El valor de la relación señal/ruido depende tanto del método de presentación de datos (ruido no ponderado o ponderado, elección de un nivel nominal de 5, 8 o 10 cm/s, etc.), como de la impedancia de la fuente de la señal. Se dan cifras para un cabezal magnético estándar equivalente con una impedancia de 1 kΩ + 500 mH relativa a una velocidad de vibración nominal de 5 cm/s [87] .
  10. El ruido de canal de un transistor MOS es comparable al ruido de canal de un transistor de unión pn, pero, además, los transistores MOS se caracterizan por un nivel inaceptablemente alto de ruido de parpadeo de baja frecuencia [89] . En el siglo XXI, la situación no ha cambiado [88] .
  11. Los amplificadores operacionales de bajo ruido con neutralización de las corrientes de entrada realizan sus capacidades solo cuando las resistencias de las fuentes de señal de ambas entradas del amplificador operacional son las mismas. Con la asimetría de los circuitos de entrada, inevitable en los correctores, el nivel de ruido del amplificador operacional aumenta significativamente [90] .
  12. La resistencia equivalente del ruido intratubo del triodo (Resh) es inversamente proporcional a la inclinación de su característica ánodo-rejilla en el punto de operación. Por ejemplo, el Resh de un triodo con una transconductancia de 12 mA/V es de aproximadamente 250 ohmios [93] . Tal triodo hace ruido de la misma manera que lo haría un dispositivo silencioso ideal, en cuyo circuito de entrada se incluye un generador de ruido térmico: una resistencia adicional de 250 Ω [93] . La densidad de ruido de dicho triodo reducida a la entrada es de 2 nV / Hz, la tensión de ruido reducida a la entrada en la banda 20 ... 20000 Hz es de 0,28 μV. A modo de comparación, para el pentodo de sonido de bajo ruido EF86 (6Zh32P), estos indicadores calculados en el modo normal son 8 nV/ Hz y 1,14 μV [94] . El voltaje de ruido real del EF86, según el desarrollador ( Mullard ), es de hasta 2,8 μV [95] . En etapas de lámparas con resistencias, el ruido de disparo de las cargas de ánodo también contribuye significativamente [96] .
  13. NE5534 es un análogo, pero no una copia exacta de la "mitad" de NE5532. NE5532 es estable en ganancia unitaria; NE5534 sin capacitancia de corrección externa es estable solo con una ganancia de 3 o más [104]
  14. ↑ El récord absoluto entre transistores individuales (Rb ≈ 2 Ohm), a partir de 2010, pertenecía al transistor descontinuado (y no reemplazado por nada) 2SB737 [113] .
  15. Una excepción son los circuitos OS paralelos de filtros activos conectados directamente a cabezales de alta resistencia. La resistencia de estos circuitos, por el contrario, debe ser alta [22] . Sin embargo, debido a que la relación señal/ruido es peor que la de las configuraciones alternativas, los filtros activos con sistema operativo paralelo prácticamente no se utilizan en los circuitos modernos.
  16. Las distorsiones no lineales de las resistencias de chip de película delgada son mínimas en tamaños grandes (0805, 1206) y resistencias relativamente bajas (100 Ohm ... 7 kOhm). Con un aumento de la resistencia y una disminución del tamaño, las distorsiones no lineales aumentan notablemente [127] .

Notas

  1. Sujov, 1985 , pág. 59, 62.
  2. Jones, 2003 , págs. 548, 621. Ambos valores son límite de voltaje RMS.
  3. 12 Morgan , 2012 , pág. 646.
  4. Jung, 2005 , pág. 2005.
  5. 1 2 Degrell, 1982 , p. 56.
  6. 1 2 Degrell, 1982 , p. 57.
  7. 1 2 Sukhov, 1985 , p. 61.
  8. 1 2 3 Hood, 1997 , pág. 206.
  9. 1 2 Manual del tubo receptor RCA. - RCA, 1966. - Pág. 25-17.
  10. Hood, 1997 , págs. 203, 202 (fig.10.3.a).
  11. Hood, 1997 , págs. 204-205.
  12. 1 2 3 Self, 2010 , pág. 184.
  13. 1 2 Sukhov, 1985 , p. 77.
  14. 1 2 3 Jones, 2003 , pág. 520.
  15. Sujov, 1985 , pág. 77-78.
  16. 1 2 Sukhov, 1985 , p. 79-81.
  17. Hood, 1997 , págs. 205-206.
  18. Self, 2010 , pág. 187.
  19. Sujov, 1985 , pág. 82.
  20. 12 Hood , 1995 , pág. 127.
  21. Sujov, 1985 , pág. 82-83.
  22. 1 2 3 HP Walker. Amplificadores de Audio de Bajo Ruido // Mundo Inalámbrico. - 1972. - No. mayo. - Pág. 233-237.
  23. Howard, 2009 , pág. 2.
  24. Lipschitz, 1979 , pág. 2.
  25. Self, 2010 , pág. 175.
  26. Jones, 2003 , págs. 599.
  27. Campana, 1997 , pág. 212.
  28. White y Louie, 2005 , pág. 487.
  29. Vogel, 2008 , pág. 183.
  30. Vogel, 2008 , págs. 183-184.
  31. Self, 2014 , págs. 214, 215.
  32. Vogel, 2008 , pág. 6.
  33. 1 2 Self, 2014 , págs. 216, 245.
  34. Jones, 2003 , págs. 548, 621.
  35. 1 2 Self, 2014 , pág. 211.
  36. Self, 2010 , pág. 207.
  37. Self, 2014 , págs. 329, 330.
  38. 1 2 3 Self, 2014 , pág. 329.
  39. 1 2 3 White y Louie, 2005 , pág. 61.
  40. Arshinov, V. Registros de gramófono. Normas estatales // Radio. - 1977. - Nº 9 . - S. 42-44 .
  41. 1 2 Self, 2014 , pág. 212.
  42. 12 Jones , 2003 , pág. 521.
  43. Jones, 2003 , pág. 522.
  44. 1 2 Self, 2014 , pág. 207.
  45. 1 2 3 Self, 2014 , pág. 208.
  46. 1 2 Apollonova y Shumova, 1978 , p. 113-114.
  47. Vogel, 2008 , pág. 125.
  48. Vogel, 2008 , págs. 126-127.
  49. 12 Vogel , 2008 , pág. 139.
  50. Copeland, P. Manual de técnicas de restauración de sonido analógico  : [ arch. 22 de diciembre de 2015 ]. - The British Library, 2008. - P. 148, 150.
  51. Vogel, 2008 , págs. 11-12.
  52. Vogel, 2008 , págs. 12-13.
  53. Galo, G. Disc Recording Equalization Demystified // ARSC Journal. - 1996. - Págs. 44-54.
  54. 1 2 3 Jones, 2003 , pág. 516.
  55. Self, 2010 , pág. 166.
  56. Yo, 2014 , pág. 330.
  57. 1 2 3 Self, 2010 , pág. 182.
  58. Yo, 2014 , pág. 311.
  59. 1 2 Self, 2014 , pág. 256.
  60. Sujov, 1985 , pág. 61, 89-90.
  61. Sujov, 1985 , pág. 89.
  62. 1 2 3 Vogel, 2008 , pág. 169.
  63. Sujov, 1985 , pág. 90-91.
  64. Vogel, 2008 , pág. 22
  65. 1 2 3 Self, 2014 , pág. 331.
  66. Jones, 2003 , pág. 519.
  67. Yo, 2014 , pág. 319.
  68. 12 Jones , 2003 , págs. 520-523.
  69. Apollonova y Shumova, 1978 , p. cincuenta.
  70. 1 2 3 4 5 Self, 2010 , pág. 169.
  71. Vogel, 2008 , Capítulo 8. Redes RIAA.
  72. 12 Vogel , 2008 , pág. 181.
  73. 1 2 Baxandall, 2013 , pág. 2.142.
  74. Vogel, 2008 , págs. 107, 110.
  75. 1 2 3 4 Vogel, 2008 , pág. 44.
  76. Vogel, 2008 , pág. 107.
  77. Vogel, 2008 , pág. 106.
  78. Vogel, 2008 , pág. 190.
  79. Baxandall, 2013 , pág. 2.143.
  80. Vogel, 2008 , págs. 144-146.
  81. Self, 2008 , pág. 163.
  82. 1 2 Self, 2008 , pág. 138.
  83. 1 2 Self, 2008 , págs. 201-202.
  84. Vogel, 2008 , págs. 127, 144, 145.
  85. Vogel, 2008 , pág. 144.
  86. 12 Vogel , 2008 , págs. 144, 145.
  87. 12 Vogel , 2008 , pág. 142.
  88. 12 Vogel , 2008 , pág. 55.
  89. Sujov, 1985 , pág. 68.
  90. 1 2 Self, 2010 , pág. 97.
  91. Vogel, 2008 , pág. 86.
  92. Jones, 2003 , págs. 536.
  93. 12 Vogel , 2008 , pág. 72.
  94. Vogel, 2008 , pág. 74.
  95. 12 Jones , 2003 , pág. 534.
  96. Vogel, 2008 , pág. 76.
  97. Jones, 2003 , págs. 534-536, 557.
  98. Jones, 2003 , págs. 529, 537.
  99. Jones, 2003 , pág. 533-534, 536.
  100. Blencowe, 2016 , pág. 240.
  101. Jones, 2003 , pág. 561.
  102. 12 Jung , 2005 , pág. 438.
  103. Self, 2010 , pág. 123.
  104. Self, 2010 , pág. 98.
  105. Self, 2010 , págs. 95, 115, 119.
  106. 12 Vogel , 2008 , pág. 143.
  107. Self, 2010 , págs. 104-106.
  108. Sujov, 1985 , pág. 84.
  109. Self, 2010 , págs. 121-124.
  110. Self, 2010 , págs. 187-186.
  111. Aplicaciones del amplificador de audio de bajo ruido 2SC2240 (hoja de datos) // Hojas de datos de Toshiba . - 2003. - Pág. 4.
  112. Vogel, 2008 , págs. 75-78.
  113. Self, 2010 , pág. veinte.
  114. Vogel, 2008 , pág. 43.
  115. Sujov, 1985 , pág. 64.
  116. Vogel, 2008 , págs. 44-48.
  117. Campana, 1997 , pág. 207.
  118. Sujov, 1985 , pág. 67, la última fórmula de la página en L=0.
  119. Vogel, 2008 , pág. 28
  120. Sujov, 1985 , pág. 67-68.
  121. Vogel, 2008 , pág. 29
  122. Self, 2010 , págs. 33-34.
  123. Sujov, 1985 , pág. 69.
  124. Self, 2010 , págs. 170, 189.
  125. 1 2 Self, 2010 , pág. 46.
  126. 1 2 Sukhov, 1985 , p. 76.
  127. Self, 2010 , pág. cincuenta.
  128. Self, 2010 , pág. 44.
  129. Self, 2010 , pág. 47.
  130. Self, 2010 , págs. 42-47.
  131. Self, 2010 , pág. 55.
  132. 12 Jung , 2005 , pág. 435.
  133. Self, 2010 , págs. 52, 55.
  134. 1 2 Sukhov, 1985 , p. 76-77.
  135. Self, 2010 , págs. 52, 60.
  136. Self, 2010 , pág. 35.
  137. Self, 2010 , pág. 34.
  138. Self, 2010 , págs. 35, 36.
  139. Self, 2010 , pág. 36.
  140. 12 Vogel , 2008 , págs. 228-229.
  141. 1 2 3 Jung, 2005 , pág. 443.
  142. 1 2 Self, 2010 , pág. 171.
  143. Campana, 1997 , pág. 201.
  144. Aleksenko, 1985 , pág. 218-219, figura. 7.12.
  145. Lipschitz, 1979 , págs. 4, 37.
  146. Lipschitz, 1979 , págs. 15, 16
  147. Lipschitz, 1979 , pág. veinte.
  148. Lipschitz, 1979 , págs. 17, 27.
  149. Self, 2010 , págs. 175-178.
  150. Self, 2010 , págs. 168, 178.
  151. Self, 2010 , págs. 169, 170.
  152. 1 2 Self, 2010 , pág. 170.
  153. Self, 2010 , pág. 167.
  154. Jung, 2005 , pág. 438, 441.
  155. Jung, 2005 , pág. 441.
  156. allaboutcircuits.com . Consultado el 26 de agosto de 2017. Archivado desde el original el 26 de agosto de 2017.
  157. Corriente humectante - Wikipedia . Consultado el 26 de agosto de 2017. Archivado desde el original el 19 de agosto de 2017.
  158. 1 2 Self, 2010 , pág. 172.
  159. 12 Vogel , 2008 , pág. 238.
  160. Vogel, 2008 , pág. 239.
  161. 1 2 3 Self, 2010 , págs. 172-174.
  162. Vogel, 2008 , págs. 190, 240.
  163. 12 Hood , 1997 , pág. 203.
  164. 1 2 3 4 Jones, 2003 , pág. 525.
  165. 12 Jones , 2003 , pág. 527.
  166. 1 2 3 Jung, 2005 , pág. 445.
  167. Self, 2010 , pág. 174.
  168. Jung, 2005 , pág. 444.
  169. Richard Ian Doporto. Preamplificador de fono RIAA con ecualización pasiva  : [ arch. 16 de enero de 2017 ] // Sonic Imagery Labs. Notas de aplicación de productos de audio profesional. - 2013. - N° AN-13 (marzo).
  170. LME49860 Amplificador operacional de audio dual de alto rendimiento y alta fidelidad de 44 V  : [ arch. 16 de enero de 2017 ] // Texas Instruments. - 2007. - Nº SNAS389B (junio). — Pág. 2.
  171. Jones, 2003 , pág. 528.
  172. 12 Jones , 2003 , pág. 526.
  173. Vogel, 2008 , pág. 250.

Fuentes